【導讀】本文為您介紹選擇具體變壓器所需的一些步驟，以及如何設計一種能夠滿足終端應用抗變壓器飽和需求的電路。我們使用的模型為功率因數(shù)校正 (PFC) 拓撲。分析中將使用一種商用電流檢測變壓器，用于確定需要的參數(shù)，了解如何利用這種信息設計一種可抗飽和的電路。
平均電流模式控制 (CMC) 要求為控制環(huán)路重建電流總波形。
達到 PFC 平均 CMC 所需的電流信號重建目標意味著功率脈沖（“開啟”時間）期間的電流和空轉能量恢復時間（“關閉”時間）期間的電流，都必須包括在所產生的電流信號中。在高功率 PFC 下，電阻傳感器系統(tǒng)的損耗極高，因此需要使用電流變壓器。在分析中，我們對 PFC 電路中所需的這種電流變壓器設計進行了論證，因為相比標準的正向轉換器它的要求更加嚴格。
分析
圖中顯示了本次討論所用的模型。
圖題:功率因數(shù)控制轉換器功率級的原理圖
圖為一個功率因數(shù)控制轉換器功率級的原理圖，包括解釋該電流檢測電路設計所需的詳細電流檢測變壓器參數(shù)
表 1 列出了用于正確地識別這種轉換器所使用的兩個電流變壓器的具體詳情。IinLpk 電流表示所需電流變壓器具有約 20 安培的一次電流處理能力和 100 kHz 的開關頻率。一個具有 20 安培一次電流處理能力和 50 kHz 到 1 MHz 頻率范圍的 PA 1005.100 電流變壓器，可以滿足這種設計的要求。
表 1 PFC 設計所需的參數(shù)
參數(shù) 測量結果
最小 RMS 輸入電壓 VinL = 85 V
最大 RMS 輸入電壓 VinH = 265 V
開關頻率 Fosc = 100 kHz
最大輸出功率 Pout = 1000 W
輸出電壓 Vout = 400 V
峰值AC電壓占空比低線壓 DL = 0.7
峰值AC電壓占空比高線壓 DH = 0.063
最大峰值電流低線壓（包括20%紋波效應） IinLpk = 18.3 A
最大峰值電流高線壓（無紋波） IinHpk = 5.87 A
電流檢測電阻的最大電壓 VRsense = 1 V
二極管正向壓降 Vfd = 0.7 V
表 2 電流變壓器產品說明書
參數(shù) 測量結果
匝數(shù)比 1: N N = 100
二次電感 Lmag = 2.0 mH
二次繞組電阻 Rwinding = 5.5 W?
鐵心峰值通量密度 PFD = 2000 Gauss
計算通量密度公式 Bpk = (37.59 * Vind* DL*105) / (N*Fosc*10-3)
這兩個表格列出了區(qū)別這幾個參數(shù)所需的信息。
很容易便能計算得到二次繞組的峰值電流（方程式1）：
IRsenseL = IinLpk / N = 0.183 A
利用如下方程式計算得到檢測電阻器的電阻值（方程式2）：
R1 = VRsense / IRsenseL = 5.464Ω
假設轉換器工作在最大負載和最小輸入電壓下，則可以計算得到二次繞組的電壓。該總電壓由電流檢測電阻器 Rsense 的電壓（根據(jù)定義為 1 伏）、二極管電壓（定義為 0.7 伏）以及繞組電阻 VRwinding 的電壓組成，其計算方法如下（方程式 3）：
VRwinding = Rwinding * IRsenseL = 1.007 V
電感總電壓的計算方法如下（方程式 4）：
Vind = VRsense +Vfd + VRwinding = 2.707 V
該電壓出現(xiàn)在磁化電感的時長為（方程式 5）：
TonL = DL / Fosc = 6.995μs
磁化電感磁化電流的變化為（方程式 6）：
Imagpk = (TonL * Vind) / Lmag = 9.466 mA
這時，你需要確認該變壓器沒有出現(xiàn)飽和。利用推導所得值，其計算方程式如下（方程式 7）：
Bpk = (37.59 * Vind* DL*105)/(N*Fosc*10-3) = (37.59 * 2.707 * 0.699 * 105)/(100 * 105 * 10-3) = 711.6
根據(jù)產品說明書，最大允許通量水平為 30% 左右，即 2000。
由于這種配置的通量密度是在極端條件下得到的，其不到易產生飽和的通量水平的一半，因此只要在“關閉”時間能夠急劇降低，那么就允許磁化電流增加（這時幾乎為原來的三倍）。
為了防止變壓器“走向”飽和，你需要在 Q1 關閉期間有一個伏秒積分。這樣便可在“開啟”時間平衡伏秒積分。通過放置一個電阻器 R1（稱作重置電阻器），可以達到這個目的，這樣“開啟”期間形成的磁化電流便會在“關閉”期間強制在該重置電阻器 (R1) 中形成一伏特電壓。請記住，該電阻器的電壓會隨磁化電流減少而下降。
要想知道 R1 的值，可設置峰值磁化電流為 2 * DImagpk，然后設計電路，這樣在“開啟”期間所選電阻器便會降低磁化電流至0.5 * DImagpk。這樣可以確保峰值電流低于2 * DImagpk時也能正常工作。
將磁化電感的初始電流設置為 Iinit = 20 mA，把最終磁化電流設置為 Ifinal = 5 mA。“關閉”時間為Toff = 3.005 μs，而所選變壓器的磁化電感Lmag為2 mH（產品說明書提供）。知道這些信息后，便可得到R1電阻器的值（方程式 8）。
R1= ((ln(Iinit/Ifinal)) * Lmag) / Toff) = ((ln(4)) * 2 mH) / (3.005 μs) = 922.6Ω
這時，解決方案的一半已經完成。你還需要解決增壓二極管電流檢測器的電流變壓器電路的設計問題。T2 電流變壓器的極端情況是最大負載時出現(xiàn)峰值最大線壓。
高線壓峰值下主開關“開啟”時間為整流二極管 D3 和 T2 電流變壓器一次繞組的最大導電時間。這就是將要用于設計的狀態(tài)。
由于相同一次電流需要相同的電流檢測電阻器電壓，因此兩個變壓器所使用的Rsense 也相同。T2一次繞組的電流的導電時間為（1-D）。變壓器一次繞組的最大導電時間為（方程式 9）：
Tondiode = (1-DH) / Fosc = 9.369 μs
變壓器的相應重置時間為（方程式 10）：
Toffdiode = DH / Fosc = 0.631 μs
這些狀態(tài)下（最大輸入電壓）T2 變壓器一次繞組的電流大大小于低輸入電壓。高線壓時，最大電流 IinHpk 僅為 5.87 安培。
這樣便得到這些狀態(tài)下的檢測電阻器電壓（方程式 11）：
VRsencehigh = (IinHpk / N) * R2 = ((5.87 A) / 100) * 5.464 Ω = 0.292 V
內部繞組電阻的電壓為（方程式 12）：
VRwindingH = (IinHpk / N) * Rwinding = 0.294 V
變壓器磁化電感的電壓等于（方程式 13）：
VmagHigh = VRsencehigh + Vfd + VRwindingH = 0.292 V + 0.7 V + 0.294 V = 1.285 V
單次脈沖的鐵心通量為（方程式 14）：
BpkH = (37.59 * VmagHigh * (1-DH) * 105) / (100 * Fosc *10-3)
= (37.59 * 1.285 * .937 *105) / (100 * 105 *10-3) = 452.6
通量為允許通量的 25% 左右。
磁化電流計算方法如下（方程式 15）：
ImagH = (VmagHigh * Tondiode )/ Lmag = (1.285 V * 9.369μs) / 2 mH = 6.02ma
現(xiàn)在，如果我們設置磁化電流限制為兩倍ImagH峰值，最終電流為ImagH的一半，而時間則為TresetH，其中TresetH = DH/Fosc，這樣我們便可以計算得到R2的值（方程式 16）：
R2 = ((ln(2/.5)) *Lmag) / TresetH = (1.386 * 2 *10-3 ) / (.631 * 10-6) = 4.395 kΩ
結論
到此，我們便完成了 PFC 電流檢測電路的設計。降壓轉換器的平均電流模式控制使用的計算方法與此類似。使用降壓轉換器峰值電流模式控制時，只需使用上述計算方法便可，并在最大負載和最小輸入電壓時使用主開關占空比限制。
1 kW 以上 PFC 轉換器常常使用的 PFC 控制器是 UCC2817a。功率更高時，可利用本文中介紹的電流檢測變壓器，來測量功率FET和輸出二極管的電流。
